Falowód zintegrowany z podłożem

„SIW” przekierowuje tutaj. W przypadku innych zastosowań zobacz SIW (ujednoznacznienie) .

Falowód zintegrowany z podłożem. Rozchodzące się fale elektromagnetyczne są ograniczone w podłożu przez metalowe warstwy na każdej z dwóch powierzchni podłoża oraz pomiędzy dwoma rzędami łączących je metalowych przelotek.

Falowód zintegrowany z podłożem (SIW) (znany również jako falowód słupkowy lub falowód laminowany ) to syntetyczny prostokątny falowód elektromagnetyczny utworzony w podłożu dielektrycznym przez gęsto rozmieszczone metalizowane słupki lub otwory łączące górną i dolną metalową płytkę podłoża . Falowód można łatwo wyprodukować tanią masową produkcją przy użyciu technik przelotowych , w których ściany słupków składają się z płotów . Wiadomo, że SIW ma podobną charakterystykę fali kierowanej i modu do konwencjonalnego falowodu prostokątnego o równoważnej długości fali prowadzącej.

Od czasu pojawienia się nowych technologii komunikacyjnych w latach 90. XX wieku rośnie zapotrzebowanie na wysokowydajne systemy wykorzystujące fale milimetrowe. Muszą one być niezawodne, niedrogie, kompaktowe i kompatybilne z wysokimi częstotliwościami. Niestety powyżej 10 GHz dobrze znane mikropaskowych i współpłaszczyznowych nie mogą być stosowane, ponieważ mają one duże straty wtrąceniowe i radiacyjne przy tych częstotliwościach. Prostokątna falowodu może przezwyciężyć te problemy, ponieważ zapewnia doskonałą odporność na straty promieniowania i charakteryzuje się niskimi stratami wtrąceniowymi. Ale w swojej klasycznej formie falowód prostokątny nie jest kompatybilny z miniaturyzacją wymaganą przez nowoczesne aplikacje.

Koncepcja SIW została opracowana na początku XXI wieku przez Ke Wu w celu pogodzenia tych wymagań. Autorzy zaprezentowali platformę do integracji wszystkich elementów obwodu mikrofalowego w pojedynczym podłożu o przekroju prostokątnym. Zastosowanie pojedynczego podłoża gwarantuje ograniczoną objętość i prostotę wykonania, a prostokątny przekrój linii zapewnia zalety topologii falowodowej w zakresie strat.

Zasady SIW

Przekrój poziomy falowodu zintegrowanego z podłożem. Odległość od środka do środka dwóch kolejnych przelotek wynosi $,$$ich$ wynosi $,$ a odległość od środka do środka między dwoma rzędami . Pokazano również efektywną szerokość $displaystyle$ na podstawie i za $a}$ , ${\ displaystyle d}$ s $\ displaystyle a}$

Geometria

SIW składa się z cienkiego podłoża dielektrycznego pokrytego z obu stron metaliczną warstwą. Podłoże osadzone jest w dwóch równoległych rzędach metalowych przelotek wyznaczających obszar propagacji fali. Organizacja przelotek i parametry geometryczne są opisane na załączonym rysunku.

Szerokość SIW to odległość $.$ dwoma rzędami przelotek, która jest zdefiniowana od środka do środka Efektywna szerokość może być $.$ do dokładniejszego scharakteryzowania propagacji Odległość między dwoma kolejnymi przelotkami tego samego rzędu wynosi $.$$a$ średnica jest oznaczona przez

Mody poprzecznej propagacji magnetycznej

W klasycznym prostokątnym falowodzie o litych ścianach ogólne sformułowanie propagacji obejmuje superpozycję poprzecznych modów elektrycznych (TE) i poprzecznych modów magnetycznych (TM). Każdy z nich jest powiązany z określonymi dziedzinami i prądami. W przypadku trybów TM prąd w ścianach pionowych jest podłużny, tj. równoległy do ​​osi propagacji, zwykle $oznaczanej$ . Wtedy, biorąc pod uwagę pionową geometrię przelotek, nie jest możliwe, aby takie mody pojawiały się w SIW: prąd elektryczny nie może rozchodzić się od przelotki do przelotki. Tylko tryby TE są w stanie propagować przez SIW.

Każdy tryb pojawia się powyżej dokładnej częstotliwości odcięcia określonej przez wymiary falowodu i medium wypełniające. W trybach TM zmniejszenie grubości falowodu (zwykle oznaczane jako $)$ zwiększa częstotliwość odcięcia o ${\ displaystyle 1/b$ . W przypadku SIW grubość jest na tyle mała, że ​​częstotliwość graniczna modów TM jest znacznie wyższa niż modu dominującego.

Efektywna szerokość

Jednym z celów geometrii SIW jest odtworzenie charakterystycznych trybów propagacji falowodów prostokątnych wewnątrz cienkiego szablonu. Szerokość $jest$ istotnym parametrem tych modów. W typowej geometrii SIW $odległość$ między dwoma rzędami przelotek od środka do środka (patrz rysunek). Ze względu na geometrię przelotek odległość ta nie może być użyta bezpośrednio; ze względu na odległość między kolejnymi przelotkami i ich okrągły kształt, sygnał wewnątrz przewodnika nie zachowuje się dokładnie tak, jak w idealnie prostokątnym falowodzie o tej samej szerokości.

można zastosować efektywną szerokość ${\ displaystyle a _ {\ text {eff}}} .$ Uwzględnia kształt przelotek i przestrzeń pomiędzy nimi. Jego wartość leży między ${\$$displaystyle$ a .

Powszechna prosta definicja to

${\ Displaystyle a _ {\ tekst {eff}} = a - {\ Frac {d ^ {2}} {0,95s}}}$

a bardziej wyrafinowana definicja używana dla dużych wartości jest $}$

${\ Displaystyle a _ {\ tekst {eff}} = a-1,08 {\ Frac {d ^ {2}} {s}} + 0,1 {\ Frac {d ^ {2}} {a}}.}$

$szerokość$ tej efektywnej szerokości stała propagacji SIW jest podobna do stałej propagacji klasycznego falowodu prostokątnego, którego . Podane powyżej wzory są empiryczne: zostały ustalone porównując charakterystyki dyspersyjne różnych SIW z charakterystykami falowodu prostokątnego wypełnionego tym samym materiałem dielektrycznym.

Przejścia

SIW to obiecujące struktury, które mogą być stosowane w złożonych systemach mikrofalowych jako interkonekty, filtry itp. Jednak może pojawić się problem: połączenie SIW z innymi rodzajami linii transmisyjnych (TL), głównie kablami mikropaskowymi , współpłaszczyznowymi i koncentrycznymi . Celem takich przejść pomiędzy dwiema różnymi topologiami TL jest wzbudzenie prawidłowego trybu transmisji we wnęce SIW przy minimalnych stratach mocy iw jak najszerszym zakresie częstotliwości.

Szybko po przedstawieniu koncepcji SIW przez Ke Wu zastosowano głównie dwa różne przejścia. Po pierwsze, przejście stożkowe pozwalające na zamianę linii mikropaskowej w SIW, a po drugie przejście między linią współpłaszczyznową a SIW (patrz załączony rysunek). Stożkowe przejście z mikropaskowej do SIW jest przydatne w przypadku cienkich podłoży. W tym przypadku straty promieniowania związane z liniami mikropaskowymi nie są zbyt duże. To przejście jest masowo używane i zaproponowano inny proces optymalizacji. Nie dotyczy to jednak grubych podłoży, gdzie wycieki są ważne. W takiej sytuacji zalecane jest współpłaszczyznowe wzbudzenie SIW. Wadą przejścia współpłaszczyznowego jest węższe pasmo.

Te dwa rodzaje przejść obejmują linie osadzone w tym samym podłożu, co nie ma miejsca w przypadku linii koncentrycznych . Nie istnieje bezpośrednie przejście między linią koncentryczną a SIW: należy użyć innej linii płaskiej , aby odpowiednio przekonwertować koncentryczne tryby propagacji TEM na tryby TE w SIW.

Przeprowadzono kilka badań, aby zoptymalizować przejścia między topologiami bez możliwości określenia uniwersalnej reguły umożliwiającej narysowanie przejścia bezwzględnego. Architektura, zakres częstotliwości, użyte materiały itp. to przykłady parametrów, które określają procedurę projektową.

Przejście z mikropaskowej do SIW

Przejście z linii współpłaszczyznowej do SIW

Przykłady przejść z linii współpłaszczyznowych i mikropaskowych do SIW. Przelotki w kolorze czerwonym, górna metaliczna warstwa w kolorze szarym.

Straty w SIW

Stała propagacji linii transmisyjnej jest często rozkładana w następujący sposób:

$${\ Displaystyle \ gamma = \ alfa + j \ beta,}$$

a oscylujące pola elektryczne i magnetyczne w przewodniku mają postać

$${\ Displaystyle {\ rozpocząć {wyrównane} H_ {x, y, z} (x, y, z) i = h_ {x, y, z} e ^ {- \ gamma z} = h_ {x, y, z }e^{-\alpha z}e^{-j\beta z}.\\E_{x,y,z}(x,y,z)&=e_{x,y,z}e^{- \gamma z}=e_{x,y,z}e^{-\alpha z}e^{-j\beta z}.\end{wyrównane}}}$$

$więc$ jasne, że podczas gdy część urojona $opisuje$ składnik rozchodzący się, składnik rzeczywisty intensywności podczas propagacji. $Ta$ strata jest generowana przez różne zjawiska, a każde z nich jest reprezentowane przez . Najczęstsze terminy to:

${\ displaystyle \ alpha _ {C}}$ - strata spowodowana zewnętrznym przewodnictwem metalu,

$R}}$ – strata spowodowana promieniowaniem.

${\ displaystyle \ alpha _ {D}}$ strata spowodowana tangensem strat ośrodka dielektrycznego wypełniającego falowód,

- strata spowodowana przewodnictwem ośrodka dielektrycznego wypełniającego falowód, ${G}}$

$\ Displaystyle \ alpha _$

Ten rozkład obowiązuje dla wszystkich rodzajów linii transmisyjnych . Jednak w przypadku falowodów prostokątnych tłumienie spowodowane promieniowaniem i przewodnictwem podłoża jest pomijalne. Rzeczywiście, zwykle podłoże jest izolatorem takim, że ${\ displaystyle \ alpha _ {G} \ simeq 0}$ . W ten sam sposób, jeśli grubość ścianki jest znacznie grubsza niż głębokość skóry sygnału, promieniowanie nie pojawi się. Jest to właściwie jedna z zalet falowodów zamkniętych w porównaniu z liniami otwartymi, takimi jak mikropaski.

SIW wykazują porównywalne lub niższe straty w porównaniu z innymi tradycyjnymi strukturami planarnymi, takimi jak linie mikropaskowe lub współpłaszczyznowe, zwłaszcza przy wysokich częstotliwościach. Jeśli podłoże jest wystarczająco grube, straty są zdominowane przez dielektryczne zachowanie podłoża.

Tłumienie spowodowane prądami przewodzącymi

Część tłumienia sygnału wynika z gęstości prądu powierzchniowego przepływającego przez metalowe ścianki falowodu. Prądy te są indukowane przez rozchodzące się pola elektromagnetyczne . Straty te z oczywistych powodów można również nazwać stratami omowymi. Są one związane ze skończoną przewodnością metali: im lepsze przewodnictwo, tym mniejsze straty. Moc traconą na jednostkę $na$$całkując$ gęstości ścieżce ${\ displaystyle C}$ otaczające ściany falowodu:

$${\ Displaystyle P_ {l} = {\ Frac {1} {2}} R_ {s} \ int _ {C} | J_ {s} | ^ {2} \, dl.}$$

Można wykazać, że w klasycznym falowodzie prostokątnym tłumienie dominującego modu $w$ przewodzenia jest podane neperach na metr przez

$${\ Displaystyle \ alfa _ {C} = {\ Frac {R_ {s}} {a ^ {3} b \ beta k \ eta}} (2b \ pi ^ {2} + a ^ {3} k ^ { 2})={\frac {R_{s}}{\beta k\eta }}\left({\frac {2\pi ^{2}}{a^{3}}}+{\frac {k ^{2}}{b}}\prawo),}$$

gdzie

$jego$ szerokość falowodu,

$Displaystyle \ eta = {\ sqrt {\ mu / \ epsilon$ wysokość,

impedancja fali $}$ }

${\ Displaystyle k = \ omega {\ sqrt {\ mu \ epsilon}}}$ wektor falowy , δ

$\ Displaystyle \ delta = 1 / {\ sqrt {\ pi f \mu \sigma }}}$ głębokość skóry w przewodniku

${\ Displaystyle R_ {s} = {\ Frac {1} {\ delta \ sigma}} = {\ sqrt {\ Frac {\ omega \ mu }{2\sigma }}}}$ jest rezystancją arkusza (impedancji powierzchniowej).

Można zauważyć, że jest $im$$:$ podłoża cieńsze podłoże, tym większe straty przewodzenia Można to wyjaśnić, pamiętając, że te straty omowe są określane przez całkowanie gęstości prądu na ścieżce otaczającej ścianki falowodu.

$i$ dolnej poziomej metalowej płytce prąd jest skalowany względu na modyfikację natężenia pola na tych płytkach: gdy $wzrasta$ pola maleje , a także prądy. W ścianach pionowych ta odmiana jest kompensowana przez wydłużenie ścieżki integracji do ${2}$$}$ . $niezmieniony$ rezultacie udział pionowych przelotek w stratach przewodów pozostaje . Dlatego w wyrażeniu występują dwa terminy : pierwszy jest niezależny od ${C}$${\ displaystyle \$ drugi zmienia się wraz z $} b}$ .

Inny kluczowy punkt strat przewodzenia doświadczanych przez SIW jest związany z chropowatością powierzchni , która może pojawić się w wyniku procesów syntezy. Ta chropowatość zmniejsza efektywną przewodność metalicznych ścianek, a następnie zwiększa straty. Ta obserwacja ma kluczowe znaczenie dla projektowania SIW, ponieważ są one zintegrowane na bardzo cienkich podłożach. W tym przypadku udział strat przewodzenia w tłumieniu globalnym jest dominujący.

Tłumienie spowodowane podłożem dielektrycznym

Tłumienie spowodowane zachowaniem dielektrycznym ośrodka wypełniającego można określić bezpośrednio ze stałej propagacji . Rzeczywiście $}}$ można udowodnić, że korzystając z $displaystyle {\ sqrt {a ^ {2} +$ funkcji za x , stała propagacji wynosi

$${\ Displaystyle \ gamma = \ alfa _ {D} + j \ beta \ simeq {\ Frac {k ^ {2} \ tan \ delta }{2\beta }}+j\beta ,}$$

gdzie ${\ Displaystyle \ tan \ delta} .$ dielektryka jest styczną To przybliżenie jest poprawne, jeśli , $co$ zwykle ma miejsce w elektronice mikrofalowej (przy 10 GHz, $\ tan \ delta \ delta =$ Displaystyle $1.5\times 10^{-4}$ in Teflon, and ${\ Displaystyle 1 \ razy 10 ^ {- 4}}$ w masie tlenku glinu). Następnie można dokonać następującej identyfikacji:

$${\ Displaystyle \ alfa _ {D} = {\ Frac {k ^ {2} \ tan \ delta} {2 \ beta}}.}$$

Ta zależność jest poprawna zarówno dla elektrycznych, jak i magnetycznych modów poprzecznych.

Straty dielektryczne zależą tylko od podłoża, a nie od geometrii: w przeciwieństwie do strat przewodzenia, $grubość$ podłoża nie ma wpływu na $alpha _ {D}}$ . Okazuje się $niższa$ że jedynym sposobem na zmniejszenie polega $wybraniu$ szablonu o lepszych właściwościach dielektrycznych: im niższa styczna . osłabienie.

Tłumienie spowodowane promieniowaniem

Ponieważ pionowe ściany SIW nie są ciągłe, wycieki promieniowania mogą przepływać między przelotkami. Te wycieki mogą znacząco wpłynąć na globalną jakość transmisji, jeśli geometria przelotek nie zostanie starannie wybrana. Przeprowadzono pewne badania w celu opisania, przewidzenia i zmniejszenia strat promieniowania. Zaowocowały one kilkoma prostymi regułami geometrycznymi, które muszą być spełnione, aby zmniejszyć straty promieniowania.

Interesujące parametry geometryczne to średnica $odległość$$szerokość$ SIW $między$ od środka do środka . Muszą być dostrojone w taki sposób, aby przybliżyć zachowanie ciągłej metalowej ściany: odstępy przelotek muszą pozostać małe w porównaniu z ich średnicą, podczas gdy średnica musi być mała w porównaniu z długością fali prowadzonej przez falowód ( λ sol $displaystyle \lambda _{g}}$ ). Aby straty promieniowania były stosunkowo małe, zalecane wartości to

$${\ Displaystyle s \ równoważnik 2d \ quad {\ tekst {i}} \ quad d \ równoważnik {\ Frac {\ lambda _ {g}} {5}}.}$$

Dla określonego trybu jazdy wycieki zmniejszają się wraz ze wzrostem częstotliwości i osiągają maksimum przy częstotliwości granicznej tego trybu. Współczynnik wycieku promieniowania $podłoża i niezależny$ wysokości prowadnicy.

Zobacz też

• Planarna linia transmisyjna § Falowód zintegrowany z podłożem , również
  • Planarna linia transmisyjna § Przejścia
  • Planarna linia transmisyjna § Galeria obwodów

Linki zewnętrzne

• Zintegrowany falowód z podłożem , na stronie microcrov101.com